Perché i miei driver MOSFET sono saltati in questo H-Bridge?

Ho costruito un circuito H-Bridge discreto per far funzionare un motore tergicristallo da 12 V ragionevolmente robusto. Il circuito è al di sotto (EDIT: vedi qui per un PDF più grande , StackExchange non sembra permetterti di espandere l'immagine):
RM: Vedi qui un'immagine più grande di imgur - questi sono salvati dal sistema ma visualizzati solo a dimensioni ridotte. Accessibile anche tramite "apri immagine in una nuova scheda"

schematico

Alzando la scheda, ho iniziato con la modalità duty-cycle al 100% (non PWM) e l'ho trovata funzionale, quindi ho iniziato a PWMing uno dei MOSFET a canale N low-side. Anche questo sembrava a posto, sebbene causasse un notevole riscaldamento nello schottky del lato alto sul lato PWM del ponte dal picco induttivo.

Ho quindi iniziato a PWMing i MOSFET high-side e low-side nel tentativo di dissipare i picchi induttivi in modo più efficiente. Anche questo (con quella che probabilmente era una quantità eccessiva di tempo morto), sembrava funzionare bene, con il diodo superiore rimasto freddo.

Tuttavia, dopo averlo fatto funzionare per un po 'usando un interruttore per variare il ciclo di lavoro, ho abbassato la velocità da ca. 95% di duty cycle al 25%, cosa che avevo già fatto più volte. Tuttavia, in questa occasione, si è verificata un'improvvisa e improvvisa corrente assorbita e i driver MOSFET TC4428A erano saltati.

Questi sono stati gli unici componenti che sono scoppiati: i MOSFET stessi stanno bene, quindi escludo qualsiasi muppetry da parte mia. La mia migliore spiegazione finora è una quantità eccessiva di contraccolpo induttivo o (più probabilmente) troppa potenza rigenerativa del motore che rallenta per far fronte all'alimentazione. Il TC4428A ha la tensione più bassa all'interno del ponte (18 V, massimo 22 V assoluto) e sto pensando che la tensione sia salita troppo in alto troppo rapidamente.

Stavo facendo funzionare il lato 12V di questa scheda da un alimentatore da banco lineare vecchio stile, con cavi relativamente lunghi tra esso e la scheda. Immagino che questo non fosse davvero in grado di dissipare l'aumento di tensione.

Non credo che i TC4428As fossero sovraccarichi in termini di carico dinamico dei MOSFET; Stavo PWMing a una velocità relativamente bassa (circa 2,2 kHz) e gli stessi MOSFET non hanno una carica di gate totale particolarmente elevata. Sembravano rimanere freddi durante il funzionamento e, inoltre, i driver A e B sono saltati, nonostante solo il driver B fosse PWMed.

La mia ipotesi sembra ragionevole? C'è qualcos'altro che dovrei cercare? In tal caso, l'irrorazione liberale di alcuni potenti diodi TVS attorno alla scheda (sull'ingresso dell'alimentazione e tra i terminali di uscita del ponte) è un modo ragionevole per gestire la condizione di sovratensione? Non sono sicuro di voler passare a una configurazione di tipo con resistenza di frenatura commutata (è solo un "piccolo" motoriduttore da 2,5 A o giù di lì a 12 V ...).

Aggiornare:

Ho posizionato un TVS da 1500 W attraverso i terminali di alimentazione a 12V (un SMCJ16A ); questo sembra bloccare la sovratensione durante la frenata a poco meno di 20 V (questo mostra la tensione di alimentazione; una forma d'onda identica si vede tra le porte MOSFET e 0 V):

inserisci qui la descrizione dell'immagine

Non è carino ed è probabilmente ancora troppo alto (la tensione di serraggio dell'SMCJ16A è di 26 V alla corrente massima - 57 A, mentre il nostro TC4428A massimo assoluto è di 22 V). Ho ordinato alcuni SMCJ13CA e ne inserirò uno attraverso l'alimentazione e uno tra i terminali del motore. Temo piuttosto che anche con una TV da 1,5 kW potente non durerà; puoi vedere che sembra essere bloccato per circa 80 ms o giù di lì, che è un lungo periodo per un TVS. Detto questo, sembra che stia bene. Ovviamente con il carico effettivo sull'albero ... forse potrei implementare una soluzione di resistenza di frenatura commutata dopo tutto.

— xwhatsit
fonte

Gestisci linee di alimentazione separate per MOSFET e driver?

— Ignacio Vazquez-Abrams,

@ IgnacioVazquez-Abrams: i driver sono controllati con 5V (sui loro ingressi), ma stanno commutando gli stessi 12V dallo stesso alimentatore dei MOSFET stessi.

— xwhatsit

A questo punto non abbiamo modo di sapere quanta energia rigenerativa il tuo sistema dovrà assorbire mentre rallenta, quindi devi davvero caratterizzarlo per vedere se la tua tensione di ingresso si avvicina al massimo di 22 V abs mentre rallenta il motore. Se è così, hai bisogno di un modo per assorbire l'energia extra. Grandi TV, resistore con comparatore e interruttore, molta capacità aggiuntiva, ecc. Se questo non è il problema, puoi iniziare a cercare altrove. Dopo aver ricostruito il circuito, guarderei tutti i nodi attorno al driver per picchi eccessivi positivi o negativi, quindi iniziare i test per rigenerare l'energia.

— John D,

@xwhatsit Sì, la capacità aggiuntiva andrebbe attraverso l'alimentazione per aiutare ad assorbire l'energia di rigenerazione. E sì, guarderei tutti i pin dei driver per vedere se ci sono picchi o escursioni al di fuori delle valutazioni massime degli addominali nel foglio dati. Se il conducente è saltato in aria e i FET no, il sovraccarico elettrico è il colpevole più probabile. Devi solo scoprire da dove viene.

— John D,

Penso che il problema sia il potere rigenerativo + l'alimentazione che non è in grado di assorbire energia. Non farei affidamento su un TVS per risolverlo: un TVS è fatto per assorbire un picco di energia, non una potenza sostenuta. Dovrai ottenere qualcosa che possa dissipare quel potere rigenerativo. Una batteria accu sarebbe piacevole, o un carico permanente (spreca molta energia ma forse va bene per i test di laboratorio), o qualche pinza di tensione che può dissipare (transistor di potenza + TL431?). La capacità potrebbe aiutare, ma solo per piccoli picchi: non dissiperà nulla.

— Wouter van Ooijen,

Risposte:

Scheda tecnica MOSFET
FDD6637 qui Scheda tecnica TC4428A qui

Indipendentemente dalla sopravvivenza dei MOSFET, finora :-), aggiungerei il gate ai source FEN ai FET per bloccare le tensioni accoppiate Millar dal carico induttivo.

Questo può anche risolvere il problema riscontrato. L'analisi logica suggerisce che non funzionerà :-( - ma la capacità di Murphy e Millar può fare magie potenti. I driver TC4428 sembrano piacevolmente robusti (se si deve credere alla scheda tecnica) con protezione contro la maggior parte dei reati normali. Hanno un massimo assoluto di 22 V Vdd la classificazione e la capacità di assorbire fino a 500 mA di corrente inversa "forzata" nell'uscita dovrebbero bloccare il feedback induttivo attraverso le porte MOSFET. Ma i gate zener costano poco, aiutano sicuramente a proteggere i MOSFET in situazioni come questa e sono molto difficilmente peggiorerà le cose.

Alcuni alimentatori non prenderanno affatto corrente inversa e altri lo fanno male.
Hai controllato la fornitura per vedere come si comporta? Un metro (meglio un oscilloscopio) sull'alimentazione durante la frenata può fornire indizi. Un condensatore molto grande può aiutare, ma questo aiuterà l'alimentazione se è in grado di dissipare energia ma non abbastanza rapidamente, ma maschera solo il problema se l'alimentazione è intrinsecamente incapace di assorbire energia.

Un resistore in serie con uno zener (o equivalente elettrico) come carico aiuterà la dissipazione della frenata (ma lo zener impiega 12 / Nth di potenza per l'aumento di N volt.

Ad esempio un TLV431 che commuta in un grande carico non appena V + supera i 12,5 V e lo fa cadere non appena viene ripristinato l'ordine suona come una soluzione semplice ed economica per assorbire l'energia frenante.

Ho 2 "motori tergicristallo" da 2 x 300 Watt (indiani, camion per l'uso) che intendo utilizzare in un prototipo nell'immediato futuro. Dovrebbe essere divertente :-).

— Russell McMahon
fonte

Con max ± 20 V gate-to-source sui MOFSET a canale N e ± 25 V sui canali P, gli stessi MOSFET dovrebbero fare i conti con un picco infernale sull'alimentazione a 12 V prima di brindare, e gli schottkys dovresti prima accoppiare gli scarichi direttamente alle fonti, con una caduta massima di circa un volt giusto? Anche a una caduta di 2 V con gli schottky, e avere quello accoppiato nel cancello e viceversa attraverso il TC4428A dovrebbe colpire solo circa 300 mA circa (hanno una resistenza di commutazione di 7 ohm secondo la scheda tecnica). I TVS attraverso le barre di alimentazione e i terminali di uscita del motore risolverebbero lo stesso problema?

— xwhatsit

Eseguendolo sul campo di applicazione, ho visto che i picchi venivano tagliati abbastanza bene a un volt o giù di lì, quindi l'alimentatore era in grado di gestire il flyback induttivo dal PWMing; tuttavia, potrebbe non essere stato in grado di far fronte alla potenza rigenerativa del rallentamento del motore. È un semplice vecchio rifornimento lineare, quindi penso che potresti essere proprio lì. Sì, penso che uno zener robusto o TVS o tre potrebbero essere una buona idea indipendentemente dal fatto che risolva il problema (come con i gate zener, l'accoppiamento della carica del gate è un'area che non avevo considerato affatto!). 300W suona divertente: D

— xwhatsit

@xwhatsit - Sai quanto segue. Basta pensare ad alta voce: supporre che il ritorno di energia sia il problema, se i TVS funzionerebbero dipende dal grado di dissipazione continua di TVS e se ci sono percorsi di dissipazione continui a lungo termine. Verificare che l'alimentazione sia effettivamente e legittimamente (non la stessa cosa) in grado di assorbire la potenza rigenerativa dovrebbe essere controllata. | È ovvio che la potenza rigenerativa da assorbire è fino a circa ~~~ 7 Watt (circa il 50% di energia al 50% di potenza) poiché le dissipazioni nel caso peggiore si verificano spesso nella media distanza. Potrebbe essere molto più di questo in alcuni casi.

— Russell McMahon,

@xwhatsit - Gate zeners: Molto tempo fa avevo un carico fortemente induttivo con circa 200 Watt di potenza resistiva e circa 20 kHz PWM. MOSFET piuttosto solidi senza gate zener sono durati da secondi a minuti. L'aggiunta di gs zeners ha risolto totalmente il problema e li aggiungo "di diritto" ai progetti ora, a meno che non siano assolutamente certi che non siano necessari (e forse anche allora :-)). Montare vicino a FET. Un altro "trucco" (che difficilmente si applicherà qui) è l'inverso di Schottky montato vicino a FET per bloccare le oscillazioni spurie del gate. I semicicli negativi ottengono un serraggio massiccio senza influire sull'azionamento legittimo.

— Russell McMahon,

"Legittimamente" vs "effettivamente" - buon punto. In pratica, questo sarà alimentato da un'alimentazione industriale trifase molto più potente> 12 V CC che dovrebbe essere in grado di regolare e dissipare molto meglio. Tuttavia non dovrei dare questo per scontato. I gate zener sembrano sicuramente qualcosa di utile, anche d'ora in poi, potrebbero anche lanciarci l'intera cassetta degli attrezzi in una situazione come questa (a basso volume, deve durare per anni).

— xwhatsit

Concordo con la tua conclusione, è la frenata rigenerativa a superare l'alimentatore.

Come nota a margine, dovresti aggiungere più condensatori all'alimentazione: ricorda che la corrente di ripple di commutazione HF è gestita da questi tappi, quindi dovrebbero essere classificati per questa corrente di ripple. Dubito che i due 220µF sarebbero ...

Ora, come evitare di far saltare i driver?

Se il 12V proviene da una batteria al piombo, la frenata rigenerata caricherà semplicemente la batteria. Dovresti controllare che possa prendere la corrente, ma se questo è semplicemente per fermare il motore (e non un veicolo che scende), l'energia sarà piccola e andrà bene.

Senza una batteria, una soluzione semplice sarebbe un comparatore che controlla l'alimentazione. Quando supera, diciamo, 17V, il comparatore attiva un MOSFET che assorbe corrente attraverso un resistore ad alta potenza. E quando la tensione scende sotto, diciamo, 15V, spegne il MOSFET. Questo PWM da solo produrrà una frequenza che dipende dalla capacità della rotaia e dall'isteresi, quindi è necessaria l'isteresi. L'uso di una grande resistenza sarà più economico della dissipazione di potenza nel silicio.

Tuttavia puoi anche farlo gratuitamente:

Il microcontrollore controlla la tensione di alimentazione. Quando è troppo alto, imposta entrambi i FET lato basso su ON, cortocircuitando così il motore. Smette di caricare l'alimentatore e dissipa invece la potenza nella propria resistenza interna.

In questo caso, il motore frenerà più lentamente, ovviamente, poiché ha 0 V attraverso di esso invece di 12V con la polarità che causerebbe un forte freno. Ma questa soluzione non costa nulla ed è semplice e antiproiettile.

— peufeu
fonte

1. O entrambi i lati alti sono accesi. 2. La frenata da un corto massimo dovrebbe essere maggiore rispetto a quando si ricarica di nuovo a 12V. Quando si guida in polarità inversa a 12V I = (Vgenerated - Vsupply) / R_motor e power = I ^ 2.R = (Vg-Vp) / Rm come ci si aspetterebbe. Quando completamente in corto (supponendo che Vdson ~ = 0 in tutti i casi) P = Vgenerato ^ 2 / Rm che è sempre più alto. | No?

— Russell McMahon,

1. Funzionerebbe anche entrambi i lati alti, sì. Preferirei che la condizione di arresto avesse 0 V su entrambi i fili del motore, nel caso in cui qualcuno si incasini con i fili senza spegnere l'alimentazione, meno possibilità di cortocircuitare le cose ... 2. Hmmm ... mi stai facendo dubitare; ) Non sono sicuro, dovrebbe essere (Vg + Vp) invece di (Vg-Vp)?

— peufeu,

Sei d'accordo sul fatto che l'hard short dà un arresto più veloce rispetto a quando si scarica in 12V? (Vedi sopra)

— Russell McMahon,

Bene, ho un piccolo dilemma: suppongo che il motore produrrebbe più coppia frenante con la tensione applicata nella direzione opposta, ma la coppia dipende dalla corrente e il cortocircuito del motore produce la massima corrente, quindi sì, io era sbagliato, immagino, sarò d'accordo con te (sono troppo pigro per controllare la matematica in questo momento ...)

— peufeu,