Emettitore comune non amplificato

Sto cercando di realizzare un trasmettitore di onde portanti da 27 MHz da un oscillatore a cristallo e un amplificatore secondario. Questo è il circuito completo:

^{simula questo circuito - Schema creato usando CircuitLab}

La prima parte, a sinistra di C6, è un oscillatore a cristallo colpitts . E sul lato destro di C6 c'è l' amplificatore dell'emettitore comune . L'oscillatore di cristallo Colpitts che ho costruito può essere trovato qui .

Le schede tecniche Q1 e Q2 sono disponibili qui .

Il problema è il seguente. Se ho l'amplificatore CE disconnesso e misuro la tensione con l'oscilloscopio a O1 , mi aspetto 150 mV picco-picco. Ma non appena collego l'amplificatore CE e misuro la tensione a O2 , ottengo circa 300 mV picco-picco (si noti che l'antenna in questo momento non è collegata), che è molto inferiore a quanto mi aspettassi.

I valori scelti per l'oscillatore colpitts sono gli stessi di quel sito Web a cui ho pubblicato un link. Per l'amplificatore CE ho calcolato i valori da solo, ecco come l'ho fatto:

1. $\beta=100$
2. Ho scelto: $I_C=I_E=1mA$
3. Ho scelto: , quindi V B = 1,7 $V_E=1V$$V_B=1.7V$
4. $R_6=\dfrac{1V}{1mA}=1k\Omega$
5. ,IR5=100uA,IR4=110u$I_B=\dfrac{Ic}{\beta}=10uA$$I_{R5}=100uA$$I_{R4} = 110uA$
6. ,R4=9V-1,7$R_5=\dfrac{1.7V}{100uA}=18k\Omega$$R_4=\dfrac{9V-1.7V}{110uA}=66k\Omega$
7. $R_7=\dfrac{9V-4.5V}{1mA}=4.7k\Omega$
8. Per ho letto da qualche parte: X C 4 < = $C_4$e ottengoC4>=60p$X_{C4}<=\dfrac{1}{10}\times R_6$$C_4 >= 60pF$

C5 e C6 sono stati scelti arbitrariamente, se qualcuno potesse dirmi come calcolare con precisione i propri valori lo apprezzerei davvero.

$r_e=\dfrac{25mV}{I_C}$ $A_v=\dfrac{-R_C}{r_e}=-188$

Quale potrebbe essere il problema? Ho letto da qualche parte che la mancata corrispondenza dell'impedenza può influire sulla potenza del segnale trasmesso, questo potrebbe essere il caso qui, poiché l'impedenza di uscita dell'oscillatore colpitts è relativamente bassa, mentre l'impedenza di ingresso dell'amplificatore CE è relativamente alta?

Qualsiasi aiuto è molto apprezzato!

MODIFICARE:

So che non ho dichiarato esplicitamente, ma lo apprezzerei molto, se si potesse anche suggerire una soluzione a questo problema.

EDIT2:

E se dovessi usare il MOSFET BS270 in modalità gate comune anziché 2N3904, il guadagno sarebbe aumentato? Ho letto da qualche parte che i MOSFET sono più veloci e li ho visti usati nelle applicazioni HF. Perché li ho a portata di mano e al momento non è possibile acquistare alcun componente.

Uno dei motivi è che il guadagno del transistor è degradato alle alte frequenze. Per scegliere un esempio specifico, il semiconduttore ON BC546 ha un prodotto con larghezza di banda di guadagno (GBP) di 100 MHz a corrente di collettore di 1 mA (vedere la figura 6 nel foglio dati collegato). Ciò significa che a una frequenza di 27 MHz, il guadagno corrente (beta) è di circa 100 MHz / 27 MHz = 3,7, non 100.

A 27MHz, anche le capacità parassite nel transistor (amplificate dall'effetto Miller ) potrebbero svolgere un ruolo nel ridurre il guadagno.

La semplice sostituzione del transistor con uno più adatto alle alte frequenze può essere sufficiente per risolvere il problema. Potresti cavartela semplicemente scegliendo un diverso transistor per uso generale: il 2N3904, ad esempio, è un po 'meglio con un tipico GBP di 300MHz. Una soluzione migliore è probabilmente quella di scegliere uno dei tanti transistor progettati per applicazioni ad alta frequenza. Per sceglierne uno a caso, il PN5179 di Fairchild ha un tipico GBP di 2000MHz.

A causa dell'effetto Miller, l'amplificatore del collettore comune non è particolarmente adatto per l'amplificazione ad alta frequenza e topologie come l'amplificatore di base comune vengono spesso utilizzate per segnali a diverse decine o centinaia di MHz. Tuttavia, a 27 MHz sospetto che starai bene con un amplificatore per emettitore comune.

Un ulteriore fattore che limita il guadagno è l'impedenza di C4 || R6 deve essere aggiunto a r_e quando si calcola la resistenza dell'emettitore alle frequenze del segnale. Di solito, C4 viene scelto per avere un'impedenza trascurabile alle frequenze del segnale rispetto alla r_e del transistor, ma a 27 MHz l'impedenza dell'R6 ​​|| C4 è circa 55Ω (dominato dall'impedenza 59Ω di C4). Il passaggio da C4 a un condensatore da 1nF o 10nF dovrebbe aumentare il guadagno di oltre un fattore due.

Un paio di cose a cui pensare: cosa fanno i resistori di polarizzazione DC al tuo segnale? Se rimossi Q2 ma lasci R4 / R5, quale sarebbe il guadagno su O1? Inoltre, calcoli il guadagno del secondo stadio come RC / re, ma trascuri l'effetto di R6, che è in serie con re. Con queste due cose in mente, torna indietro e calcola il guadagno.

Sì .... la mancata corrispondenza dell'impedenza potrebbe essere parte del problema. Ricorda che pari impedenze (fuori e dentro tra gli stadi) consente il massimo trasferimento di potenza. Un altro passo in più che potresti fare è aggiungere un "buffer" con un'impedenza di ingresso elevata, che evita di caricare il primo stadio (l'oscillatore Colpitt). Lo stadio suggerito è un amplificatore da collezione.