Condensatori di accoppiamento CA per interfacce differenziali ad alta velocità

Potete spiegarmi perché e dove dovrei collocare i condensatori di accoppiamento CA (di solito intorno a 0,1 uF) su interfacce seriali differenziali ad alta velocità (1 ... 5 GHz) (come SerDes per moduli SFP Gigabit Ethernet)?

Da quello che ho letto, i tappi dovrebbero essere posizionati il ​​più vicino possibile ai pin del ricevitore. Qualsiasi riferimento legale è il benvenuto.

[CHIP1 RX+]--||-------------[CHIP2 TX+]
[CHIP1 RX-]--||-------------[CHIP2 TX-]
            0.1uF


[CHIP1 TX+]-------------||--[CHIP2 RX+]
[CHIP1 TX-]-------------||--[CHIP2 RX-]
                       0.1uF

Grazie in anticipo

AGGIORNARE:

Ho ricevuto una risposta dal produttore dell'IC e mi ha consigliato di avvicinare i tappi al trasmettitore. Quindi sembra che il posto reale dipenda da come funziona il particolare IC. Qualche tempo fa, c'era un consiglio completamente opposto di un altro produttore.

I condensatori di accoppiamento sono generalmente posizionati vicino alla sorgente del trasmettitore.

Andando insieme al Dr. Johnson, dobbiamo capire la distanza. La velocità di propagazione dei segnali sulla maggior parte dei tipi di schede FR4 è di circa c / 2. Ciò equivale a circa 170ps per pollice per i livelli interni e più come 160 ps per pollice per i livelli esterni.

Utilizzando un'interfaccia standard a 2,5 Gb / sec, l'intervallo dell'unità è di 400 p, quindi, a seconda di ciò, dovremmo essere molto meno di 200 ps dal trasmettitore. Se questa interfaccia è stata implementata in un circuito integrato, è necessario ricordare che i fili di collegamento fanno parte di questa distanza. Di seguito è riportato un po 'più in profondità il problema.

In pratica, i dispositivi di accoppiamento sono posizionati il ​​più vicino possibile al dispositivo di trasmissione. Questa posizione varia naturalmente a seconda del dispositivo.

Ora il condensatore. Questo è un dispositivo RLC a queste velocità e la maggior parte dei dispositivi è ben al di sopra dell'autoresonanza nelle applicazioni multi-gigabit. Ciò significa che potresti avere un'impedenza significativa superiore alla linea di trasmissione.

Per riferimento, l'autoinduttanza per alcune dimensioni del dispositivo: 0402 ~ 0.7nH 0603 ~ 0.9nH 0805 ~ 1.2nH

Per aggirare i problemi dei dispositivi ad alta impedenza (un grave problema in PCI express a causa della natura dell'addestramento dei collegamenti), a volte utilizziamo i cosiddetti dispositivi a geometria inversa perché l'autoinduttanza delle parti è significativamente inferiore. La geometria inversa è esattamente ciò che dice: un dispositivo 0402 ha i contatti a parte 04, dove un dispositivo 0204 utilizza lo 02 come distanza tra i contatti. Una parte 0204 ha un tipico valore di autoinduttanza di 0,3 nH, riducendo significativamente l'impedenza effettiva del dispositivo.

Ora a quella discontinuità: produrrà riflessioni. Più è lontano quel riflesso, maggiore è l'impatto sulla sorgente (e la perdita di energia, vedi sotto) entro l'intervallo di distanza di 1/2 del tempo di transizione del segnale; oltre a ciò fa poca differenza.

A una distanza pari a 1/2 del tempo di transizione o più lontano dalla sorgente, la riflessione può essere calcolata usando l'equazione del coefficiente di riflessione ([Zl - Zs] / [Zl + Zs]). Se la riflessione viene generata più vicino in modo tale che la riflessione effettiva sia inferiore a questa, abbiamo effettivamente ridotto il coefficiente di riflessione e ridotto l'energia persa. Più si avvicina qualsiasi riflesso noto rispetto al trasmettitore, meno effetto avrà sul sistema. Questo è il motivo per cui i break-out tramite dispositivi BGA con interfacce ad alta velocità vengono eseguiti il ​​più vicino possibile alla palla. Si tratta di ridurre l'effetto dei riflessi.

Ad esempio, se posiziono il condensatore di accoppiamento (per il collegamento 2,5 Gb / sec) a 0,1 pollici dalla sorgente, la distanza equivale a un tempo di 17ps. Poiché il tempo di transizione di questi segnali è generalmente limitato a non più di 100 picosecondi, il coefficiente di riflessione è quindi del 17%. Si noti che questo tempo di transizione equivale a artefatti di segnalazione a 5 GHz. Se posizioniamo il dispositivo più lontano (oltre il tempo di transizione / limite 2) e utilizziamo i valori tipici per 0402 100nH, abbiamo Z (cap) = 22 ohm, Z (traccia) circa 50 ohm e quindi abbiamo una riflessione coefficiente di circa il 40%. La riflessione reale sarà peggiore a causa dei pad del dispositivo.

Innanzitutto perché dovresti usare l'accoppiamento CA? Dal dott. Johnson qui ci sono tre ragioni comuni per cui potresti volerle usare:

• Per modificare il livello di polarizzazione CC quando si collegano famiglie logiche con soglie di commutazione diverse.
• Fornire un'interfaccia rimovibile che può essere messa in corto circuito a terra senza danneggiare i driver di output.
• In combinazione con la segnalazione differenziale e l'accoppiamento del trasformatore, per collegare le scatole senza richiedere alcuna connessione CC tra i due chassis del prodotto.

L'opzione centrale è uno dei motivi principali per cui lo facciamo con schede pcie rimovibili, ad esempio.

Ora dove posizionare. Qualsiasi condensatore di accoppiamento CA che si inserisce nella linea del segnale sarà un punto di impedenza inferiore e quindi causerà un riflesso negativo alla sorgente. Il fatto che questo riflesso ritorni o meno e quindi interferisca con altri bit è determinato dalla velocità del segnale e dalla distanza di questo punto di riflessione dal trasmettitore.

Ancora una volta, da un altro esempio di Johnson , suggerisce che per evitare questo ISI dovresti mettere i tuoi cappellini entro "molto meno di 1/2 intervallo di baud". Dato l'esempio di un collegamento serdes a 10 Gbps con un tempo di bit di 100ps, suggerisce che darebbe una distanza inferiore a 100mils. Quindi spiega ulteriormente come è possibile ridurre la capacità parassitaria dei tappi e il loro punto di riflessione a bassa impedenza.

Estendere questa linea di pensiero a 1,5 Gbps con un po 'di tempo di 667ps che è un po' di tempo di circa 4 o 5 pollici e prendere un decimo di questo ti fa circa mezzo pollice. Mi sembra abbastanza conservatore, ma probabilmente è questo il punto. In pratica, ho inserito i tappi di blocco per pcie direttamente sul connettore, ma di nuovo poi inserisco il punto di riflessione dei tappi con il connettore.

La tua domanda è davvero correlata alla teoria della linea di trasmissione e al funzionamento delle riflessioni. Leggendo questo, magari facendo alcune simulazioni se si ha accesso a uno strumento o un semplice esperimento sulla scheda con tappi in posizioni diverse dovrebbe aiutarti a determinare l'approccio migliore per la tua applicazione.

Perché dovresti aggiungere condensatori di accoppiamento CA ai segnali ad alta velocità? Aggiungono discontinuità di impedenza che possono solo danneggiare l'integrità del segnale (?).

Il motivo per cui l'accoppiamento CA viene utilizzato nella segnalazione ad alta velocità (USB3 / PCIe / DisplayPort / ...) è che i produttori di circuiti integrati possono disporre di alimentatori diversi che si adattano meglio alla loro architettura.

Ad esempio, HDMI ha 4 coppie differenziali. Ogni segnale è terminato con 50 ohm a 5 V. Se si progetta un circuito integrato con HDMI, è necessario disporre anche di un'alimentazione a 5 V. Questo è un serio dolore che aggiunge costi e complessità aggiuntivi.

DisplayPort utilizza l'accoppiamento CA sui segnali ad alta velocità in modo che ogni produttore di circuiti integrati possa utilizzare qualsiasi alimentatore più adatto alle proprie esigenze.

L'accoppiamento CA presenta una serie di sfide. Oltre alle discontinuità aggiunte dal condensatore di accoppiamento CA, di solito è necessaria una sorta di inizializzazione / bilanciamento (di solito una stringa di 0 e 1) per assicurarsi che l'offset CC venga rimosso dalla linea prima che inizi la comunicazione. Una volta iniziata la comunicazione, è necessario prestare attenzione a mantenere la linea bilanciata inviando lo stesso numero di 0 e 1. (vedi codifica 8b / 10b)

1) Dovresti prima calcolare l'impedenza totale del condensatore usando la formula:

I valori ESR ed ESL sono forniti dai produttori (o semplicemente utilizzare una curva di impedenza in un foglio dati per trovare l'impedenza alla frequenza di interesse). Un buon tappo in ceramica a basso ESL può avere circa 0,5 Ohm a 1 GHz.

2) Se il valore è molto più piccolo dell'impedenza caratteristica della linea, non importa dove lo metti sulla linea: sul trasmettitore o sul ricevitore.

Quando si aggiunge il condensatore vicino a RX, se l'impedenza è piccola, è in serie con la resistenza di terminazione (o qualsiasi altra cosa si trovi sull'RX) e non dovrebbe influire materialmente sull'integrità del segnale (50 Ohm + 0 Ohm = 50 Ohm).

3) La posizione ideale del cappuccio è sul TX, poiché il segnale riflesso si "sommerà" al segnale trasmesso. Mentre in caso di posizionamento sull'RX, il segnale riflesso può sommarsi ad un simbolo successivo (dipende dal ritardo di una linea) creando ISI.

Quindi, in generale, i requisiti di posizione (su TX o RX) dipendono dalla frequenza di interesse e dall'impedenza del condensatore totale a quella frequenza.

Nel caso si, Z può essere non molto più piccola di Z0. Per 1 GHz, la reattanza induttiva può essere solo di circa 6 Ohm (supponendo 1 nH ESL, L * 2 * pi * f). Quindi, per frequenze così alte (1 GHz e oltre) il cappuccio dovrebbe essere idealmente posizionato vicino a TX, non vicino a RX.

Ma per le frequenze più basse, quando l'impedenza del condensatore può essere trascurata (rispetto a Z0), il condensatore può essere posizionato sul lato RX (come fatto a volte in pratica) senza danni materiali all'integrità del segnale.

AGGIORNAMENTO
Per il caso di "piccola" Z è chiaro dall'alto.

Nel caso di una "grande" Z una regola avanzata sarebbe:
- per una terminazione della sorgente posizionare un condensatore di accoppiamento sul ricevitore.
- per terminare il carico posizionare un condensatore di accoppiamento sul trasmettitore.
- per una terminazione load-source (doppia) non importa.

In particolare, per un caso di terminazione della sorgente, la raccomandazione di posizionare un condensatore di disaccoppiamento sul trasmettitore è errata . Z è in serie con Z0 (aggiunto ad esso). C'è un impatto negativo diretto sulla riflessione. Mentre se Z è sul ricevitore (assumendo vicino ad esso), non vi è alcun effetto negativo (Z viene aggiunto a una grande resistenza di carico, Z + infinito = infinito).