Guidare carichi altamente induttivi distrugge il guidatore mosfet

sfondo

Sto tentando di generare alcune tensioni relativamente alte (> 200KV) usando un sistema di bobine di accensione. Questa domanda riguarda un singolo stadio di questo sistema che stiamo tentando di generare da qualche parte intorno ai 40-50KV.

Inizialmente il generatore di funzioni veniva utilizzato per guidare direttamente i MOSFET, ma il tempo di spegnimento era piuttosto lento (curva RC con il generatore di funzioni). Successivamente, è stato costruito un bel driver BJT totem pole che funzionava bene, ma aveva ancora alcuni problemi con i tempi di caduta (il tempo di salita era eccezionale). Quindi, abbiamo deciso di acquistare un mucchio di gate driver MCP1402 .

Ecco lo schema (C1 è il cappuccio di disaccoppiamento per l'MCP1402 e si trova fisicamente vicino all'MCP1402):

^{simula questo circuito - Schema creato usando CircuitLab}

Lo scopo dei transistor all'inizio è impedire alle tensioni negative che escono dal nostro generatore di funzioni (è difficile da configurare e facile da rovinare) di raggiungere l'MCP1402. I nostri tempi di caduta inviati nell'MCP1402 sono piuttosto lunghi (1-2uS) a causa di questa disposizione grezza, ma sembra esserci un'isteresi interna o qualcosa che impedisce che ciò causi problemi. Se non c'è e sto effettivamente distruggendo il conducente, fammi sapere. Il foglio dati non ha parametri di tempo di salita / discesa in ingresso.

Ecco il layout fisico:

Il filo blu va alla bobina di accensione e il filo nero va alla striscia di terra sul tavolo. Il TO92 superiore è il PNP e il TO92 inferiore è il NPN. TO220 è il MOSFET.

Sperimentare

Il problema che ha appena afflitto questo design è stato una combinazione di squilli sulla linea del cancello e tempi di commutazione lenti. Abbiamo distrutto più MOSFET e BJT totem di quanto non mi ricordi.

L'MCP1402 sembrava aver risolto alcuni dei problemi: nessun squillo, tempi di caduta rapidi; sembrava perfetto. Ecco la linea del cancello senza la bobina di accensione collegata (misurata sulla parte inferiore del perno del cancello del MOSFET, dove il filo verde e bianco è inserito sopra):

Ho pensato che fosse fantastico e quindi ho inserito la bobina di accensione. Che sputò fuori questa spazzatura:

Questa non è la prima volta che vedo questa spazzatura sul mio cancello, ma è la prima volta che ne faccio una bella foto. Quei transitori di tensione stanno superando i Vg massimi dell'IRF840.

Domanda

Dopo aver catturato la forma d'onda sopra, spengo rapidamente tutto. La bobina di accensione non ha prodotto alcuna scintilla, dicendomi che il MOSFET stava facendo fatica a spegnersi in modo tempestivo. Il mio pensiero è che il cancello si auto-innescasse dal suono e tagliando il nostro picco di / dt.

Il MOSFET era incredibilmente caldo, ma dopo un po 'di raffreddamento si è verificato con il multimetro (alta impedenza tra gate-source e gate-drain, bassa impedenza tra drain-source dopo il gate di ricarica, alta impedenza tra drain-source dopo lo scarico del gate) . L'autista, tuttavia, non ha funzionato altrettanto bene. Ho rimosso il MOSFET e ho appena bloccato un tappo sull'uscita. L'autista non è più cambiato e si è appena riscaldato, quindi credo che sia stato distrutto.

$2\Omega$

1. Cosa nel mondo ha distrutto l'autista? Il mio pensiero è che i transitori di gate di grandi dimensioni siano tornati nel gate e in qualche modo abbiano superato la massima corrente inversa di 500mA.

2. Come posso sopprimere questo squillo e tenerlo pulito quando si guida il carico induttivo? La mia lunghezza del cancello è di circa 5 cm. Ho una selezione di ferriti che potrei usare, ma onestamente non voglio far saltare in aria un altro gate driver fino a quando qualcuno non può spiegarmi perché è successo. Perché non si verifica fino a quando non vi collego un carico altamente induttivo?

3. Non esiste un diodo inverso sul primario della bobina di accensione. Questa è stata una decisione consapevole per evitare di limitare i picchi di tensione, ma potrebbe essere male informata. Coprire il picco di tensione primaria con il diodo coprirebbe il picco di tensione secondaria? Altrimenti, ne metterei volentieri uno sopra per evitare di aver bisogno dei MOSFET da 1200 V più costosi. Abbiamo misurato la tensione drain-to-source con un picco di circa 350 V (risoluzione ~ 100 nS), ma era con un driver di gate più lento, quindi c'era meno di / dt.

4. Abbiamo una selezione di IGBT da 1200 V che potrebbero essere utilizzati (sono semplicemente seduti qui sulla mia scrivania). Questi avrebbero tanti problemi quanto i MOSFET che guidano questo tipo di carico? Fairchild sembra suggerire di usarli.

Modificare:

Ho appena fatto una simulazione LTSpice per posizionare il diodo sul primario per proteggere il mio MOSFET. Si scopre, sconfigge lo scopo del circuito. Ecco la tensione secondaria simulata prima (a sinistra) e dopo (a destra) mettendo il diodo sul primario:

Quindi, a quanto pare, non posso usare un diodo di protezione.

Holy Carp! Stai provando a fare 10s di nsec accendendo una breadboard senza saldatura? E non hai un diodo flyback sul tuo trasformatore?

Se hai intenzione di fare queste cose, devi imparare a rispettare la commutazione rapida e i parassiti induttivi. Vai su un piano di massa e accorcia i percorsi di commutazione il più breve possibile. Inoltre, metti un tappo da 100 uF (tantalio per scelta) sul tuo MCP1402 per dare al diodo flyback qualcosa da guidare oltre ai cavi lunghi alla batteria.

Vedi quei dossi regolari sulla tua forma d'onda senza carico? Sono oscillazioni di ~ 40 MHz e non sono un buon segno.

Una combinazione della capacità di trasferimento inverso dell'IRF840 (120pF), il dv / dt della tensione di drain e il driver piuttosto debole (MCP1402) è la mia ipotesi migliore.

Per cominciare, leggere la scheda tecnica sul driver - si dice a pagina 3 che la "protezione di latch-up resiste alla corrente inversa" è in genere maggiore di 0,5 A - questo è un indizio del motivo per cui quel dispositivo potrebbe non funzionare.

Il prossimo è Q = CV o, dq / dt = I = C dv / dt.

Sto pensando che la corrente attraverso 120pF con un grande cambiamento in dv / dt sullo scarico è più di quanto il guidatore possa far fronte. Poco prima che l'immagine dell'oscilloscopio vada male, vedo qualcosa di simile a 10 V cambiare in circa 20 ns quindi:

I = 120pF x 10 V / 20 ns - che è 60 mA ma è solo la tensione vista sul gate - potrebbe essere di dieci o cento volte più grande sullo scarico e quindi la corrente potrebbe essere da 600 mA a 6 A forzando la sua strada attraverso il condensatore parassita inverso nel chip del driver.

Questo è comunque il mio sospetto. Userei un driver capace di dieci ampere o almeno ne troverei uno in grado di far fronte a una corrente inversa di dieci ampere.

Andy è impegnato in qualcosa, credo, con la capacità del drain-gate.

Ma anche: misura cosa sta facendo all'alimentazione a 12V. Sarebbe un percorso alternativo per picchi attraverso il gate driver. Attualmente stai mostrando un singolo condensatore da 0,1uF come disaccoppiamento, e sospetto che non sia abbastanza. Potrebbe essere necessario un ampio spettro di disaccoppiamento da 10nF a 100 uF o più e, se ciò non bastasse, considerare di alimentare il gate driver e l'elettronica sensibile da un filtro LC e il proprio disaccoppiamento locale.

Posizionare il condensatore MKP 220..470nF parallelamente al trasformatore per smorzare l'alta tensione di picco prodotta dalla bobina di induzione. Ora la corrente interrotta andrà al condensatore invece di distruggere FET.

Questo è realizzato in tutte le TV CRT e monitora lo stadio di uscita orizzontale.