Push-pull BJT per un MOSFET

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Sto cercando un modo per guidare un MOSFET con componenti discreti. In realtà ho bisogno di guidare un sacco di MOSFET, con correnti di 100-150 A. E mi chiedo che sarebbe possibile non utilizzare i circuiti integrati di guida, avere un maggiore controllo sulla funzionalità, meno complessità, meno costi.

Ho sperimentato diverse disposizioni, con resistori e condensatori. Sto usando un oscilloscopio per monitorare squilli, tempi di salita / discesa, ecc.

Il problema è che non appena introduco resistori, il tempo di salita / discesa diventa molto alto.

Il segnale di ingresso ha un tempo di salita / discesa di circa ~ 8-10 ns. Usando i soli BJT, il segnale può essere facilmente duplicato a tempi di salita / discesa simili. Ma una volta introdotta la capacità del gate, il tempo di salita / discesa diventa significativamente più alto, ad es. 300-2000 ns.

Ho quindi sperimentato diversi metodi per ridurre il tempo di salita / discesa:

Metodo A: NPN + PNP (follower di tensione? Sourcing di corrente da Vcc?)

Ho realizzato il seguente circuito, senza rendermi conto che la tensione di gate non sarebbe mai stata superiore alla tensione del segnale di input.

Ho bisogno che la tensione del gate sia superiore a 10 V per minimizzare Rdson.

schematico

^{simula questo circuito - Schema creato usando CircuitLab}

Metodo B: PNP + NPN

Ho sperimentato diversi resistori e condensatori:

schematico

^{simula questo circuito}

Ma ho scoperto che:

Il condensatore riduce lo squillo di salita, ma aumenta lo squillo di caduta e il tempo => rimosso
Tutti i resistori tranne R2 e R3 hanno avuto un impatto dannoso sulle caratteristiche di salita / discesa => rimosso
Usando i potenziometri per R2 e R3, ho scoperto che la migliore resistenza era R3 = 4k e R2 = 1,5k.
Tempo di salita 490 ns, tempo di caduta 255 ns.

Sono un po 'preoccupato che la tensione del gate non scenda abbastanza in basso, ad esempio sembra rimanere a circa 400mV. Anche se il terreno sembra essere letto a 250mV, quindi forse la breadboard è semplicemente scadente. Quanto deve essere bassa la tensione del gate per impedire l'accumulo di calore quando il segnale è costantemente basso (spento)?

Mi chiedo se c'è qualcos'altro che posso fare per migliorare le prestazioni?

Circuito migliorato:

schematico

^{simula questo circuito}

Oscilloscopio:

Nota: apparentemente il segnale di ingresso è stato invertito sull'oscilloscopio impostando. Aggiornerò gli screenshot più tardi ...

Inoltre, ho incluso la base del PNP nei seguenti screenshot. Dovrebbe assomigliare a questo? Sembra un po 'funky.

Sembra che il problema sia che l'NPN rimane acceso, impedendo così al gate di caricarsi.

mosfet-driver

— user95482301
fonte

Non è chiaro se il tuo generatore di segnale sta producendo un segnale di commutazione tra 0 e 5 V o -2,5 e +2,5 V, oppure -5 e +5 V, o cosa. Una traccia dell'ambito sarebbe utile, o un'indicazione di quale dispositivo stai rappresentando con quel simbolo.

— Il fotone

Se la base dell'NPN è a 5 V e l'emettitore a 6 V, allora perché dovrebbe essere condotto?

— user253751

Perché hai persino bisogno di un circuito di guida? 5 V sono sufficienti per accendere quel MOSFET e ottenere resistenza a 0,004 Ohm. E dov'è questo squillo di cui parli? Se è al carico, abbai l'albero sbagliato. Avresti bisogno di uno snubber attraverso il MOSFET.

— Vince Patron,

@VincePatron, devo guidare 100A. Ma forse starò meglio con Rdson di 4mOhm con commutazione rapida, rispetto a 2,5mOhm con commutazione lenta. Inoltre, mi aspetto di dover guidare circa 8 MOSFET, quindi non sono sicuro che l'MCU possa fornire abbastanza corrente. Per farla breve, ho pensato che usare i BJT fosse una soluzione facile, ma ovviamente non lo è.

— user95482301

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Deve ancora migliorare. Q2 è fortemente guidato. = >> enorme ritardo allo spegnimento (= tempo di conservazione). Nulla è stato fatto contro l'eccesso di guida. In passato quelle contromisure erano ben note, ma oggi sembrano essere state lasciate nella polvere. In secondo luogo: Q1 spinge continuamente e Q2 ha un duro lavoro per vincerlo. Probabilmente il Vgs minimo è di circa 0,3 V. Dovresti usare l'uscita PWM 0V / 5V attraverso un amplificatore buffer non saturo che può iniettare ed estrarre abbastanza carica dal gate del mosfet durante i tempi di transizione dello stato desiderati. Voglio sapere di più? Per favore scrivi un commento Invia la mia risposta.

— user287001,

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I tuoi BJT sono in una configurazione follower. Ciò significa che possono fornire guadagno di corrente, ma non guadagno di tensione. In effetti, gli emettitori saranno una caduta di diodi SOTTO la base per segnali positivi. Se sei arrivato a 6 V sul gate, devi avere circa 6,7 V dal tuo generatore di segnale.

La pagina Wiki BJT contiene collegamenti alle 3 forme comuni di amplificatore che spiegano di più sulle caratteristiche degli amplificatori BJT.

BJT Wiki

Il guadagno attuale è positivo perché per caricare la capacità di gate del FET in un breve periodo di tempo sono necessarie elevate correnti di picco: I = C * dv / dt.

Un modo per ottenere un'oscillazione di tensione più elevata sarebbe quello di aggiungere un cambio di livello BJT prima dello stadio del gate drive per tradurre da 5V a 12V. Naturalmente un variatore di livello BJT a stadio singolo inverte il segnale, ma spesso è possibile gestirlo alla fonte del segnale.

La resistenza di pull-up dovrà avere un valore sufficientemente piccolo in modo da ottenere un tempo di salita accettabile per la propria applicazione. VCC sarebbe la tua alimentazione a 12V e il resistore di base dovrebbe essere dimensionato per garantire la saturazione con il convertitore da 5 V, data la beta del transistor. ! Y dovrebbe connettersi alle basi del palco del gate driver BJT.

Tuttavia, se il tuo obiettivo è aumentare rapidamente e diminuire i tempi dal FET e non conoscere i BJT, probabilmente dovresti usare un IC driver gate commerciale. Cerca le opzioni da IR / Infineon, Texas Instruments, Intersil o Maxim.

Ecco un'opzione a basso costo di TI:

UCC27517

— Giovanni D.
fonte

Cosa dovrei usare invece? Ho provato prima con il PNP tra il gate e 12V, ma ha iniziato a fumare.

— user95482301

Inoltre, avrebbe senso utilizzare un opamp, come l'LM358P?

— user95482301

Risposta modificata per rispondere ai commenti.

— John D,

@ user95482301: se puoi permetterti di usare un circuito integrato ti suggerisco di usare un convertitore di livello / driver di livello dedicato come proposto nella mia risposta.

— Cagliata

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Anche l'IR2101 è una buona scelta. Non sei sicuro di dove hai visto il prezzo elevato per UCC27517, è $ 0,49 (1ku) sul sito Web TI e ti invieranno 10 pezzi gratuitamente come campioni se li richiedi sul sito Web. È in un pacchetto SOT-23 che è abbastanza facile da gestire per la prototipazione, ma sembra che tu ti senta più a tuo agio con la parte IR.

— John D,

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La prima versione - un follower di emettitori push-pull dovrebbe andare bene se è sufficiente solo il mosfet massimo disponibile VGS = +4,3 V. Il resistore di pulldown di circa 100 Ohm dovrebbe essere inserito dagli emettitori BJT su GND per garantire lo stato spento del mosfet, perché il PNP non si abbassa efficacemente sotto +0,7 V. Inoltre, alcuni resistori di smorzamento di Ohm inseriti appena nel terminale del gate del mosfet dovrebbero impedire alcuni squilli causati da capacità e induttanza del filo.

La tua seconda versione ha un collegamento. Pensa al percorso attuale Q2 base-> R3-> R2-> Q1 base.

Il follower dell'emettitore non ha saturazione e quindi nessun ritardo di spegnimento a causa della capacità di diffusione.

Come altre risposte propongono, utilizzare un IC driver del gate. Fa il lavoro con zero tuning e con una probabilità inferiore di comportarsi impensabilmente durante le transizioni di tensione di funzionamento.

Addendum il commento dell'interlocutore che afferma che la corrente è 100 A.

L'id allo stato su 100 ampere richiede una seria attenzione e ancora di più se la velocità di commutazione è elevata. Esegui una prova guidando il cancello da un normale generatore di segnali ad onda quadra 50 Ohm Zout. Utilizzare una bassa frequenza di commutazione e iniziare con un segnale unipolare superiore a + 6 V per la sicurezza. L'oscilloscopio in Vgs dà un'idea di quanto sia necessaria una grande carica per iniettare e rimuovere le transizioni di stato nel tempo di transizione desiderato. Ciò determina la corrente dell'unità desiderata. L'oscilloscopio in Vds rivela i Vgs necessari.

Le misure descritte sono il seminterrato per la progettazione del driver abbastanza capace.

— user287001
fonte

Il problema è che devo cambiare 100A, quindi Rdson deve essere il più piccolo possibile.

— user95482301

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@ user95482301 Se esegui il test proposto con un generatore di segnale, trova il livello di uscita del generatore più basso utilizzabile per Vds abbastanza bassi e pubblica il diagramma dell'oscilloscopio a doppia traccia di Vds e Vgs, molto probabilmente otterrai un sacco di progetti adeguati. La trama deve rivelare bene le transizioni. È necessario utilizzare il carico finale.

— user287001,

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Altre persone hanno già suggerito driver IC MOSFET. Sembra che tu voglia davvero fare un driver discreto.

Ecco un circuito ed è sostanzialmente quello che sarebbe all'interno di un IC driver. Ciò comporta una commutazione di 100 Amp con un tempo di transizione di circa 100 ns per ridurre al minimo la dissipazione di potenza del MOSFET.

Q1 è un traduttore di livello a inversione semplice per far oscillare il segnale a 12 Volt. M2 e M3 formano un driver push-pull MOSFET. R4 e R5 sono lì per limitare la corrente di sparo per prevenire danni a M2 e M3 perché poiché le loro porte passano tra 0 e 12V, saranno entrambe accese per una piccola frazione di tempo.

Senza R4 e R5, la corrente di sparo supererebbe i valori nominali della corrente di drain massima. In un IC reale, M2 e M3 sarebbero abbastanza piccoli da avere Rds-on abbastanza alto invece di mettere resistori reali.

Inoltre, M2 / M3 fa un'inversione per tornare alla logica normale. Infine, M3 funge da driver ad alta corrente per gestire la corrente da 100 Amp.

Si noti che ci sono circa 2 ritardi nell'arresto di M1. Se non si commuta il carico ad alta frequenza, questo 2us non sarebbe preoccupante.

Non consiglierei assolutamente di usare queste parti; Ho appena scelto questi da qualunque cosa LTspice avesse. Ad esempio, M1 è limitato a 35A continui, quindi sostituisci queste parti con qualcosa di appropriato per il tuo progetto ed esegui nuovamente la simulazione. Quindi prova nel tuo prototipo per confermare le prestazioni. Ad ogni modo, questo circuito potrebbe essere un buon punto di partenza per te.

— Vince Patron
fonte

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> Ecco un circuito. un buon circuito. Vorrei suggerire che l'OP fa un'analisi su quanta corrente deve consegnare nel gate. se sta cambiando un carico di 100a, è un mosfet molto robusto. a frequenze moderate, probabilmente dovrà fornire più amplificatori (picco) nel gate.

— Dannyf,

per fare in modo che il circuito sopra descritto riduca i due resistori 22R. quindi viene visualizzato il problema dello sho-through e hai gestito i tempi morti.

— Dannyf,

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La principale causa di rallentamento qui è "la stessa vecchia e così tipica oggi", è "nessun trucco usato per mantenere il cambio BJT veloce". I trucchi mancanti sono 1) condensatore di accelerazione, mettere 50 pf in parallelo con R2 2) prevenire la saturazione mediante bloccaggio, significa mettere un diodo a caduta in avanti basso su Q1 da b a c per assorbire la corrente di base eccessiva. Un diodo schottky è buono, un diodo al germanio è passabile. Anodo di diodo a b, catodo a c. Ho provato a inserire questi trucchi come modifica, ma il peer lo ha rifiutato (non ci sono più vecchi timer più vivi nel peer?)

— user287001

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Sembra un miglioramento eccellente. È stato probabilmente respinto perché sarebbe più appropriato come altra risposta. Si prega di pubblicarlo come una nuova risposta. Impareremo tutti da esso. O lo proverò più tardi e modificherò questa risposta m

— Vince Patron il

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La commutazione rapida di 100 A è pericolosa, se non per te, quindi per la durata del circuito.

Supponiamo 4 "di filo, da qualche parte. Questo è circa 0,1 uH. Circa. Sono molto contento di supporre che 1 metro di filo sia 1 induttanza microHenry, perché posso eseguire alcuni calcoli di sicurezza sul retro e schivare i danni maggiori.

Consente di disattivare quei 100 ampere in 10 nanoSecondi. Con induttanza 0.1uH in sorgente o in drain. Che succede?

V = L * d I / d T

$V = L * dI/dT$

V = 100 n a n o H e n r y * 100 a m p s / 10 n a n o S e c o n d s

$V = 100nanoHenry * 100 amps/10 nanoSeconds$ . Il "nano" annulla. Abbiamo 100 * 100/10, o UNA MILLE VOLT.

Se sei nello scarico, hai appena spazzato via il MOSFET di potenza.

Se nella fonte, si otterrà probabilmente un comportamento di feedback negativo che impedisce lo spegnimento per molti molti nanosecondi. L'ho visto personalmente accadere, con lunghi test condotti su driver 9amp.

— analogsystemsrf
fonte

Questo è davvero un buon punto. Sono sorpreso che nessuno ne abbia mai parlato prima. Forse anche qualcun altro potrebbe commentare?

— user95482301

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C'è un rimedio a questo problema? O dovrei affrontare il problema della limitazione di corrente in un altro modo, ad esempio con i resistori? E non è questo un problema generale, anche per un normale interruttore di alimentazione SPST? Userò anche questo metodo per OVP / UVP / OCP per il mio banco di batterie, che sarebbe in uno stato acceso fisso, ma con un singolo evento di commutazione. Immagino che ciò che stai descrivendo sarebbe rilevante anche in un evento sovracorrente. Basterebbe avere uno zener da 1000 V? Presumo che la potenza nominale non dovrebbe essere molto.

— user95482301

Correzione: V=L∗di(t)/dtno V=L∗dt/dT. Fonte: en.wikipedia.org/wiki/Inductance .

— Gabriel Staples,

Come affrontare questo? Usa i piani di massa sotto i fili e le tracce, se i fili quindi usano il nastro per tenere i fili contro il piano, usa i pacchetti MOSFET a bassa induttanza, disperdi la corrente attraverso più MOSFET e usa le sneaker RC (una su ciascun MOSFET per garantire piccole distanze) per assorbe momentaneamente l'energia del campo magnetico e dissipa l'energia.

— analogsystemsrf

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Esistono IC driver a conversione di livello solo per tale scopo, ad esempio DS0026 o MC34151 .

Hanno ingressi compatibili TTL / CMOS e hanno tempi di salita e discesa rapidi e sono in grado di pilotare correnti abbastanza elevate; tutte le funzioni necessarie per accendere e spegnere i MOSFET rapidamente.

— Cagliata
fonte

Sarebbe possibile usare solo un opamp invece?

— user95482301

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Ho trovato una risposta alla mia domanda: "Accensione e spegnimento rapidi per evitare un'eccessiva dissipazione di potenza dal funzionamento del dispositivo in modalità lineare. Ciò richiede un dispositivo in grado di spostare un carico di corrente della barca molto rapidamente. Un 741 non lo farà tagliare la senape ".

— user95482301

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Un OpAmp presenta i seguenti inconvenienti: (1) non può passare così velocemente (2) non può fornire la stessa corrente di un convertitore di livello / driver di circuito specializzato. Ciò comporta una carica / scarica più lenta del gate MOSFET che causerà una maggiore dissipazione di potenza nel MOSFET.

— Cagliata

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<perché 0-6v?

L'emettitore di Q2 è 0,7 v sopra la base di Q2, che è 0-5v. Questa è la tua risposta

— dannyf
fonte

Sì. Pensavo che Q1 l'avrebbe portato a 12V, ma ovviamente sbaglio :)

— user95482301

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Sono un po 'preoccupato che la tensione del gate non scenda abbastanza in basso, ad esempio sembra rimanere a circa 400mV. Anche se il terreno sembra essere letto a 250mV, quindi forse la breadboard è semplicemente scadente. Quanto deve essere bassa la tensione del gate per impedire l'accumulo di calore quando il segnale è costantemente basso (spento)?

Sembra che MOSFET M1 non stia ottenendo un percorso a bassa resistenza per uno spegnimento corretto. Può essere fornito attraverso un transistor a GND. In questo modo il cancello M1 si scaricherà rapidamente.

— Pandey
fonte