Perché i comparatori hanno generalmente tensioni di offset più elevate rispetto agli opamp?

Ho bisogno di confrontare un segnale con una tensione costante; il segnale varia da 0 a 30mV e ho bisogno di un tempo di risposta di 50 ns con una differenza di 250 µV. Il segnale è un'onda triangolare con una velocità di variazione nell'intervallo di alcuni mV / µs.

Quando danno un'occhiata ai comparatori offerti da TI , iniziano con una tensione di offset di 750µV, con comparatori 10ns che iniziano a 3000µV.

Quando, tuttavia, guardando l' elenco degli opamp , quelli iniziano con una tensione di offset di 1 µV, con amplificatori da 100 MHz a partire da 100 µV.

È fortemente consigliato l'uso di comparatori, non di amplificatori operazionali, per confrontare i segnali, quindi l'unica opzione che vedo è quella di pre-amplificare il mio segnale con un amplificatore operazionale di precisione ad alta velocità, quindi utilizzare un comparatore. Tuttavia, questo sembra sbagliato. Se questo è possibile, perché i produttori di chip non offrono questo come soluzione monolitica?

L'alta velocità con una piccola differenza è difficile da ottenere.

Si noti che non solo i comparatori tendono ad avere tensioni di offset in ingresso più elevate rispetto agli opamp, ma anche un rumore efficace molto più elevato, in quanto per ottenere ad alta velocità sono bestie a banda larga.

Oliver Collins ha prodotto un articolo un paio di decenni fa che mostra che si ottengono risultati molto migliori, ovvero meno jitter di tempo, se si precede un comparatore rapido con uno o più stadi opamp a basso rumore e basso guadagno, ciascuno con filtro unipolare sull'uscita , per aumentare la velocità di risposta fase per fase. Per ogni dato indice di variazione e comparatore finale, esiste un numero ottimale di stadi, profilo di guadagno e selezione di costanti di tempo RC.

Ciò significa che gli opamp iniziali non vengono utilizzati come comparatori, ma come amplificatori di pendenza e, di conseguenza, non hanno bisogno della velocità di risposta in uscita o del prodotto GBW che sarebbe necessario per il comparatore finale.

Un esempio è mostrato qui, per un amplificatore di pendenza a due stadi. Non viene fornito alcun valore, poiché l'ottimale dipende dalla velocità di risposta in ingresso. Tuttavia, rispetto all'utilizzo del solo comparatore di output, quasi ogni profilo di guadagno sarebbe un miglioramento. Se ad esempio hai usato un guadagno di 10, seguito da un guadagno di 100, sarebbe un posto molto ragionevole per iniziare a sperimentare.

^{simula questo circuito - Schema creato usando CircuitLab}

Ovviamente gli amplificatori trascorreranno molto del loro tempo in saturazione. La chiave per il dimensionamento dei filtri RC è quella di scegliere una costante di tempo tale che il tempo impiegato dall'amplificatore per passare dal punto saturo a quello medio, alla velocità di risposta in ingresso più veloce, sia raddoppiato dal RC scelto. Le costanti di tempo ovviamente diminuiscono lungo la catena dell'amplificatore.

Gli RC sono mostrati come filtri reali dopo l'opamp, non una C posizionata sul resistore di guadagno di feedback. Questo perché questo filtro continua l'attenuazione ad alta frequenza del rumore a 6 dB / ottava fino a frequenze arbitrariamente alte, mentre un condensatore nel circuito di retroazione interrompe il filtraggio quando la frequenza raggiunge il guadagno unitario.

Si noti che l'uso di filtri RC aumenta il ritardo assoluto tra l'ingresso che attraversa la soglia e l'uscita che la rileva. Se si desidera ridurre al minimo questo ritardo, è necessario omettere gli RC. Tuttavia, il filtro del rumore offerto dagli RC consente di ottenere una migliore ripetibilità del ritardo da input a output, che si manifesta come jitter inferiore.

È solo l'opamp di ingresso che richiede elevate prestazioni in termini di rumore e tensione di offset, le specifiche di tutti gli amplificatori successivi possono essere rilassate dal suo guadagno. Al contrario, il primo amplificatore non ha bisogno di un alto slew rate o GBW come gli amplificatori successivi.

Il motivo per cui questa struttura non è fornita commercialmente è che le prestazioni sono così raramente richieste e che il numero ottimale di stadi è così dipendente dalla velocità di risposta in ingresso e dalle specifiche richieste, che il mercato sarebbe piccolo e frammentato e non degno inseguendo. Quando hai bisogno di queste prestazioni, è meglio costruirle dai blocchi che puoi ottenere in modo commerciale.

Ecco la parte anteriore del documento, in IEEE Transactions on Communications, Vol 44, No.5, maggio 1996, a partire da pagina 601, e una tabella riassuntiva che mostra quali prestazioni si ottengono modificando il numero di stadi di amplificazione della pendenza e il guadagno distribuzione delle fasi. Vedrai dalla tabella 3 che per il caso specifico di volere l'amplificazione della pendenza 1e6, mentre le prestazioni continuano a migliorare sopra le 3 fasi, la maggior parte del miglioramento è già avvenuta con solo 3 fasi.

Quegli amplificatori operazionali con offset molto basso (come il TLC2652) hanno una larghezza di banda troppo bassa per quello che vuoi (circa 2 MHz), quindi, realisticamente, devi confrontare le mele con le mele. Inoltre, non specificato nella scheda tecnica di quel dispositivo è il modo in cui la tensione di offset dell'ingresso cambia con la tensione di ingresso di modo comune. Per un comparatore, sono previsti ampi offset di modo comune e il più delle volte, la tensione di offset di un amplificatore operazionale viene specificata in condizioni di segnale ideali.

Un altro fatto è che la maggior parte dei circuiti di confronto utilizza l'isteresi e questo supera di gran lunga qualsiasi figura favolosa per la tensione di offset a causa del feedback positivo dell'uscita che dipende dalle guide di alimentazione.

Ed ecco il problema principale con il tuo confronto.

Se si osserva l'elenco TI dopo aver selezionato Vos come parametro del filtro, il primo op-amp che ha una larghezza di banda di 100 MHz o superiore è l'OPA625. La tua aspettativa di 250 uV producendo uno swing completo in 50 ns significa che il guadagno AC a 100 MHz deve essere (diciamo) 5 volt / 250 uV = 20.000 o 86 dB. Bene, l'OPA625 ha un guadagno ad anello aperto inferiore a 0 dB a 100 MHz.

Ciò significa che il tuo confronto è nuovamente imperfetto. Devi essere realistico quando fai dei confronti. Un amplificatore operazionale da 100 MHz è decenni inferiore a un comparatore in grado di commutare la sua uscita in 50 ns con una variazione di tensione di ingresso differenziale di 250 uV.

Consente di progettare quel circuito. Volete una risposta di 50 nanosecondi, quindi la larghezza di banda 1 / 50nS o 20MHz è il nostro BW iniziale.

Cosa NOISE FLOOR? Per un basso tasso di occorrenza di FALSE TRIGGERS, la potenza del rumore deve essere inferiore di 10 dB rispetto al rumore del segnale (produce errori di bit dello 0,1%). Il nostro rumore integrato totale deve essere di 250 uV / 10 dB o 250 uV / 3,16 o 80 microVolt RMS. In 20 MHz BW.

Per trovare la densità del rumore (e quindi il Rnoise consentito), dividiamo 80uV per sqrt (bW) o 80u / sqrt (20.000.000) o 80u / 4.500 o 18 nanoVolt / rtHz. Con 1Kohm pari a 4nanoVolts / rtHz, possiamo usare valori di Rnoise di 20.000 ohm.

Suggerisco l'amplificatore a banda larga RCA / Harris CA3011 con 3 stadi di guadagno differenziale. La scheda tecnica dice che limiterà (in genere) l'ingresso a 600 microvolt e che l'uscita a onda quadra / limitata è sicuramente adatta per guidare un comparatore veloce. La scheda tecnica dice che NoiseFigure è 9dB a 4.5MHz, dato uno stepup di ingresso 1: 2 (risonatore PI) da 50 Ohm.

Ora, riguardo quell'incerta tensione di offset .....